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具有更大回退范围的双频段多尔蒂功率放大器

Yuezhi Wu、Guohua Liu and Huabang Zhong，杭州电子科技大学

随着现代通信技术的发展，更复杂的调制方式逐渐增加了信号的峰均功率比（PAPR），要求功率放大器（PA）在宽动态范围内保持高效率。¹ 传统射频功率放大器的漏极效率在其回退范围内呈指数下降。² 为了满足通信要求，必须提高功率回退范围内的效率。多尔蒂功率放大器（DPA）在输出回退（OBO）电平下保持高效率，已得到广泛应用。³ 然而，传统DPA的回退范围和线性度受到限制，因为峰值PA的漏极终端无法满足绝对开路条件。⁴ 实现大频率比的双频段工作也具有挑战性。⁵

复合左右手（CRLH）传输线为双频段电路提供了更大的设计自由度。CRLH传输线已被用于设计双频段DPA中的相位补偿线，以数字方式控制主放大器和辅助放大器的相位。⁶ Keshavarz等人提出了一种基于E-CRLH传输线的DPA，其邻道功率比（ACPR）和效率得到了改善。⁷ 然而，双频段功率放大器的多倍频程设计仍然存在一些问题。本文所述的设计采用CRLH传输线移相器，在大频率比条件下，将峰值PA的漏极终端在低功率下调整为开路状态。

理论分析与设计

与传统DPA相比，非对称DPA使用功率更高的峰值PA，以解决峰值PA在饱和时输出电流不足和负载调制效果差的问题。⁸⁻¹⁰ 然而，由于载波PA和峰值PA具有不同的饱和功率，根据传统理论，必须改变其最佳终端阻抗。DPA的设计参数由公式1至3给出：

其中：β是与回退电平X (单位dB)相关的给定回退电平，关系式为X = -20log(β)。¹¹^,¹² 例如，对于9.54dB回退，β=0.33；α=|I_Pmax|/|I_Cmax|，是峰值输出功率下峰值PA电流与载波PA电流之比；R_opt是器件的最佳输出阻抗；R_T是负载合成网络中阻抗变换器的特征阻抗；R_L是合路点阻抗。

在本设计中，功率分配器采用非对称结构，使载波PA和峰值PA能够在相同的输入功率下达到饱和。基于CRLH传输线的移相器将峰值电路的S₂₂相位调整至开路状态。在峰值电路中添加了一条CRLH线作为相位补偿线，以匹配载波电路和峰值电路在连接点处的相位。该双频段DPA设计工作在0.7至0.8 GHz和2.6至2.8 GHz频段，回退电平为11dB，频率比比较大。

CRLH传输线理论

双频段器件可以在两个不同的频率ω₁和ω₂下工作。¹³ 由多条微带线组成的多频段器件在两个任意频率点具有相同的位移：Φ₁ = -β₁l 和 Φ₂ = -β₂l，其中 l 是多段传输线的电长度。双频段器件的色散关系应满足公式4和5：

其中β₁、β₂和ω₁、ω₂是任意值。

理想平衡CRLH传输线的等效电路模型如图1，其中无耗右手传输线和左手传输线的传播常数分别由公式6和7给出：

其中C'_R、L'_R、C'_L和L'_L是单位长度的分布电容和分布电感。

在平衡情况下，理想CRLH传输线的传播常数可以表示为左手线和右手线传播常数的直接相加。其特征阻抗与独立的左手线和右手线相同。它们由公式8和9表示：

如果CRLH传输线匹配端口阻抗和第一频率的相移，则必须满足公式10和11：

公式9、10和11是三个独立的方程，包含未知变量C'_R、L'_R、C'_L、L'_L，这增加了设计自由度。因此，第二频率很容易满足，频率比得以大幅提高。CRLH传输线的参数由公式12至15给出：

前面的讨论基于理想CRLH传输线。在实际应用中，通常使用LC梯形网络来构建CRLH传输线。复杂的LC网络可以等效为理想的CRLH传输线。物理长度为l的CRLH传输线由长度为p的N个结构单元组成，即l = Np。由于每个单元结构的相移为ΔΦ，N个单元结构的总相移为 Φ = NΔΦ。由 β = -Φ/l，可得到公式16和17的关系：

需要考虑双频段移相CRLH传输线的LC元件的电感和电容。将关系式 β_i = -Φ_i/(Np) (i = 1, 2) 以及公式16和17代入公式12至15。双频段CRLH传输线的参数由公式18至21给出：

采用对称结构以获得CRLH传输网络相同的输入和输出阻抗。这是通过根据公式8和10确定右手传输线的阻抗和相位，然后将其转换为传统的微带线来实现的，如图2所示。

移相器设计

对于两个工作频段的中心频率点，需要具有互补绝对值的相移来将S₂₂的相位调整至开路状态。峰值PA的S₂₂相位如图3所示。在0.75GHz处，将S₂₂相位调整至开路状态所需的相移可以是θ_L1 = 63度或θ_L2 = -297度。在2.7 GHz处，相移可以是θ_H1 = -130度或θ_H2 = 230度。

理论上，由每个频率点的一个相位组成的相位对可以满足设计要求。由于带宽等设计限制、两个截止频率的位置以及现有芯片电容器的原因，选择了θ_L = 63度和θ_H = -130度，并将其转换为相位对(Φ_L, Φ_H) = (7π/20, -13π/18)。为了保证峰值PA在两个频段的增益和效率，设计的移相器必须在两个工作频率下提供相同的阻抗。

为了将峰值PA的S₂₂相位响应调整至开路状态，必须分别在0.75GHz和2.7GHz实现63度和-130度的相移。在工作频带中提供的特征阻抗均为50Ω，使得峰值PA输出端的移相器在保持开路状态的同时，不会干扰输出的最佳负载条件。仅使用N=2的双单元结构来减小移相器的尺寸。

最后，将(Φ_L, Φ_H) = (7π/20, -13π/18)、Z_t = 50 Ω 和 N=2代入公式18至21得到：L_R = 4.19 nH、C_R = 1.68 pF、L_L = 10.2 nH 和 C_L = 4.09 pF。如前所述，右手传输线参数被转换为右手传输线（RH-TL），而左手传输线参数由于集总电感的自谐振频率较低而被转换为分布参数。CRLH传输线的结构如图4所示。

制作与测量

使用ADS软件进行电路仿真。载波PA是Cree CGH40010F，峰值PA是Cree CGH40025F。DPA制作在Rogers 4350B基板（ε_r = 3.66、h = 0.762 mm）上。栅极偏置电压：载波PA为-2.8 V（对应AB类工作模式），峰值PA为-6 V（对应C类工作模式）。载波PA和峰值PA的漏极电压偏置经过微调，分别设置为22 V和32 V。完整的电路原理图如图5所示。DPA样机的照片如图6所示。

测量的S参数如图7所示。在0.7至0.8 GHz频段，|S₂₁|在16.5 dB至18 dB之间。相应地，|S₁₁|小于-15.3 dB。在2.6至2.8 GHz频段，|S₂₁|在11.7 dB至13 dB之间，而|S₁₁|小于-6.5 dB。

大信号测量使用连续波（CW）输入进行。仿真和测量结果绘制在图8中。在2.6至2.8 GHz频段，该DPA提供43.4至44.8 dBm的饱和输出功率，饱和漏极效率为55.9%至63.8%，增益在8.4 dB至9.8 dB之间。在6 dB OBO处的漏极效率为46.5%至48.3%，在11 dB OBO处为41.5%至47.6%。在0.7至0.8 GHz频段，该DPA提供44.3至45.9 dBm的饱和输出功率，饱和漏极效率为59.3%至68.4%，增益在9.2 dB至10.9 dB之间。在6 dB OBO处的漏极效率为41.5%至55.9%，在11 dB OBO处为50.3%至50.5%。

图8e和8f显示了DPA在10 MHz LTE信号（PAPR为6.6 dB）驱动下的邻道泄漏比（ACLR）。在2.6至2.8 GHz频段，ACLR低于-25 dBc；在0.7至0.8 GHz频段，ACLR低于-20 dBc。采用数字预失真（DPD）后，在2.7 GHz和0.75 GHz处的ACLR分别低于-46.9 dBc和-48.8 dBc。这些结果如图9所示。

测量结果与仿真结果一致。主要差异在于：测量结果在0.7 GHz处具有更高的回退效率，但整体电路增益有所降低，这归因于微带线中的损耗。

表1将本工作与其他工作进行了比较。注意，本工作比其他工作具有更高的频率比（ƒ₂/ƒ₁ = 3.6）。在两路结构的前提下实现了更高的回退。该双频段PA兼顾了漏极效率和OBO，在双频段之间取得了良好的平衡。

结论

本文展示了一种回退增强型双频段DPA。在辅助PA输出电路添加双频段移相器，使输出相位响应接近开路状态，从而改善了回退范围。与其他已报道的工作相比，该大频率比双频段DPA样机在效率和OBO之间实现了良好的平衡。该设计可能对具有高PAPR信号的5G通信应用有所帮助。

致谢和参考文献（见《Microwave Journal》25年8月数字版中的英文原文）

表1 DPA性能比较

图1 理想CRLH传输线的简化等效电路模型。

图2 CRLH电路模型。

图3 峰值功率放大器的S₂₂。

图4 CRLH传输线结构。

图5 DPA电路原理图。

图6 DPA样机照片。

图7 测量的S参数。

图8 (a) 2.6至2.8 GHz频段的仿真和测量的漏极效率。(b) 2.6至2.8 GHz频段的增益。(c) 0.7至0.8 GHz频段的漏极效率。(d) 0.7至0.8 GHz频段的增益。(e) 2.6至2.8 GHz频段的ACLR。(f) 0.65至0.85 GHz频段的ACLR。

图9 (a) DPA样机在2.7 GHz处使用10MHz LTE信号的输出频谱。(b) DPA样机在0.75 GHz处使用10MHz LTE信号的输出频谱。