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TechnicalFeature 技术特写

对于一系列级联元器件的三阶截获 大器各级的静态工作点会随着输出功率
点，传统的表达式会导致在较大的输入 电平发生变化，想要获得具有最佳EVM
功率级别范围内对误差矢量幅度做出的 的射频子系统设计变得非常具有挑战 集成电路设计/测量
预测不是非常准确： 性，部分原因是核心集成电路和功率放
大器之间的功率电平和静态电流可以形
成多种组合，可能导致饱和功率电平相 非线性表征
同，但EVM性能却大不一样。
许多现代无线通信系统采用正交频
其中G 1 是第一级增益，I P3,i 表示第i 分复用（OFDM），具有64-QAM或更 EVM仿真测试台
级的三阶截获点。 高阶调制以及40MHz或更高带宽。系统 (a)
考虑图1所示的相控阵发射机/接收 通常要求EVM不超过1.8%，这就需要
机（T/R）前端的简化框图。非线性元 对系统进行仔细的优化。将严苛的EVM 集成电路设计/测量
件是功率放大器（PA）和核心集成电 要求转化成实际的射频集成电路设计流
路(IC)。后者负责相位和幅度控制，以 程，对于交付具有高功率效率和优异
获得特定的波束赋形特性。不同于三阶 EVM性能的系统至关重要。 非线性表征.s2d文件提取
截获点，核心集成电路和功率放大器
的非线性特性通过AM-AM和AM-PM功 失真和EVM
能加以描述。这些功能可以更准确地 为了更好地理解AM-AM和AM-PM EVM仿真测试台
描述系统的非线性特性。通过AM-AM 非线性特性及其与EVM的关系，请参 (b)
和AM-PM失真来定义图1中的简单子系 见图1。双向T/R前端包括矢量调制移相
统，并且考虑到核心集成电路和功率放 器、低噪声放大器、功率放大器和双向 图5：传统设计流程（a）和整合了EVM
传输开关。通过改变核心集成电路不同 分析的调整流程（b）。
放大单元的增益，可以对幅度加以控
偏置电压=0.54V 制。在射频频率下实现可变增益放大， 最大线性输出功率。例如，可以使用图3
偏置电压=0.56V 常用的方法一般是改变器件的偏置，从 中的曲线并选择13dB的回退，这样256-
偏置电压=0.57V
偏置电压=0.58V 而改变静态电流。通过改变静态电流， QAM OFDM的线性输入功率大致可定义
偏置电压=0.59V 器件的跨导会发生变化，电压增益也是 为-22dBm。通过将偏置点从0.54V变为
15 如此。除了幅度控制外，核心集成电路 0.59V，可获得约12dB的增益控制。
10 的非线性特性也会随着静态电流发生变 图4所示为具有256-QAM和40MHz
5 化。图2所示为180nm CMOS核心集成 带宽的核心集成电路的仿真EVM，使用
P out (dBm) –5 0 电路的仿真AM-AM和AM-PM失真与输 了与图2和图3相同的偏置条件。随着偏
置电压接近0.54V的阈值，EVM与输入
入功率和偏置的关系。查看这些曲线并
–10 不能让工程师清楚地了解EVM在大范 功率下降，并且电压增益迅速下降（图
–15 围输入功率电平和调制格式上的最佳工 3）。图4所示为操作条件对EVM的影
–20 作点。 响。在非常高的输入功率电平下，核心
–30 –25 –20 –15 –10 –5 0
图3所示为传统输出与输入功率表 集成电路在压缩模式中工作，偏置点对
输入功率(dBm)
征，它针对不同输入功率电平下的EVM EVM几乎没有影响。随着输入功率下
提供的信息更少。通常的做法是粗略估 降，在偏置电压为0.57V时可获得较低
图3：核心集成电路的输出功率与输入功
率。 计从1dB压缩点回退的功率量，以定义 的EVM。对于低于-32dBm的输入功率

偏置电压=0.54V
偏置电压=0.56V
偏置电压=0.57V
偏置电压=0.58V
偏置电压=0.59V
–20
–25
–30
EVM (dB) –35
–40
–45
–50
–55
–60
–40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
输入功率(dBm)

图4：核心集成电路的仿真EVM与偏置。 图6：使用是德科技ADS软件的EVM仿真测试台。

28 Microwave Journal China 微波杂志 Sep/Oct 2017