汽车雷达探头必须解决干扰问题

Automotive Radar Sensors Must Address Interference Issues

Steffen Heuel博士，罗德与施瓦茨公司技术经理，慕尼黑

自主驾驶当前引领全球，此趋势将来定会加速发展。这一领域的关键技术是汽车雷达探头，它是朝向更舒适驾驶、防撞，甚至是自动驾驶迈出的重要一步。驾驶员辅助系统已经很普遍，这类系统在许多方面都由雷达支持。

今天的24GHz、77GHz和79GHz汽车雷达探头显然需要能够测量和分辨不同物体，同时在任何城市或乡村环境都能提供高的距离分辨率、径向速度分辨率和方位角分辨率。一个非常重要的特性是对来自其它汽车雷达探头的干扰有良好抗扰性。由于目前市场对雷达探头的接受程度不高，这个话题一直不太受关注。然而，高级驾驶员辅助系统(ADAS) 市场预计每年增长高达10%。考虑到每年有7200万辆新车注册，按每辆车平均3个（或更多）汽车雷达探头计算，未来每年大约有2亿多个新的汽车雷达探头行走在大街小巷。因此，24GHz，以及76GHz到81GHz频谱将被大量占用。汽车雷达探头需要应对相互干扰，并且要提供信号分集和干扰抑制技术。涉及正在研发的自动汽车的偶发小事故已见诸报端。2016年5月，在涉及部分实现自动驾驶的汽车的第一起致命事故后，关于自动驾驶汽车安全性和这类技术安全性的问题再次被提起。因此，在存在相互干扰的任何环境下都必须确保探测设备功能不变。

本文介绍目前最先进的下一代汽车雷达信号和探头的理论背景。文中解释了相互干扰的影响，并提出了在具有各类典型干扰的任意射频环境中，测试和验证干扰抑制技术的可能性。这种方法可帮助研究和开发人员设计出即使在恶劣射频环境中也能按技术指标可靠工作的汽车雷达探头。

汽车雷达和法规

如果几个汽车雷达探头工作在频段^[1]中的相同部分，以及各自的工作频率非常靠近时，可能相互干扰（图1）。可能的情况是人为虚假(ghost)目标的建立或检测概率的降低。虚假目标在现实中不存在，但对于雷达探头却作为真实目标出现。这可能由已发射信号的副本引起。该副本不是来自原始雷达发射机，但是落入接收机带宽中，并作为真实回波信号被处理。只有在两个或多个雷达之间的定时、波形和频率必须匹配，并且回波信号功率必须超过一定限值时，才会发生这种情况。

图1：干扰场景举例

此外，落入接收机带宽中具有一定功率电平的任意射频信号，会增加雷达的本底噪声并降低对目标的信噪比(SNR)。这可能导致雷达截面(RCS)中较小的目标消失，因为这些回波的信噪比减小。只有经FFT信号处理后在所有频率上扩散的信号必须落入接收机带宽内时，才会发生这种情况。

汽车雷达探头的输出功率由电子通信委员会(ECC)规定。基于题为“指定77-81GHz频段用于汽车短程雷达”的ECC决定(04)03，欧洲邮政和电信管理会议(CEPT)指定将79GHz频率，在无干扰且不采用保护措施的场景下用于短程雷达(SRR)设备。此外，定义了与峰值限值为55dBm等效全向辐射功率(EIRP)相关的-3dBm/MHz等效全向辐射功率的最大平均功率密度，并且由一个短程雷达设备运行产生的车辆外部最大平均功率密度不得超过-9dBm/MHz等效全向辐射功率。工作在这些频段中的所有标准汽车雷达探头必须满足这个决定。ETSI标准EN301091-1和EN301091-2^[7]已经对77GHz雷达的相关测试条件、功率发射和杂散辐射等几个方面进行了标准化，但没有提及任何关于干扰抑制的内容。规定了79GHz频段的ETSI标准EN302264-1和EN302264-2^[8]也是如此。

例如，在海事领域，导航雷达必须遵守国际电工委员会(IEC)标准IEC62388^[2]。该标准规定了最基本的运行和性能要求、测试方法，以及按照无线电通信设备/系统性能标准要求的测试结果。IEC标准中一个非常重要方面是干扰抑制规范。然而，对于汽车雷达技术规范，类似导航雷达几十年来经历的，没有定义干扰抑制或性能的标准以及测试方法。

汽车雷达波形和干扰影响

如果干扰信号落入雷达接收机带宽中，就此而言，它应当被检测到并在信号处理过程中被抑制。每个制造商采用的波形、定时、带宽、天线方向图和信号处理方式通常略有不同。就干扰抑制而言这或许是个优点，但也导致雷达对干扰的响应不同。

今天的汽车雷达探头中主要使用两种不同类型的波形。盲点检测(BSD)雷达经常使用多进制频移键控(MFSK)雷达信号，并且主要工作在24GHz频段。工作在77GHz或79GHz频段的雷达经常使用线性调频连续波(LFMCW)信号或线性调频序列(Chirp Sequence, CS)信号，后者是一种特殊形式的LFMCW信号。

使用LFMCW，雷达在一定时间内（称为相干处理间隔T_CPI）发射具有特定频率f_sweep的调频信号（线性调频），如图2。

图2：采用上行线性调频和下行线性调频的LFMCW雷达

雷达用瞬时发射频率下变频接收的信号，并测量差频f_B，f_B描述与原始发射波形的偏移。两个雷达参数，范围R和径向速度V_r，都与测量的差频f_B相关。为了无模糊地求解目标V_r和R，必须进行两次差频测量（图2），其中两个差频分别表示为f_B1和f_B2。在多目标情况下，用不同差频的两组连续线性调频信号不能无模糊地求解距离和径向速度。这可以通过使用额外的具有不同斜率的线性调频信号来解决。

为了实现一定的径向速度分辨率，T_CPI通常在20ms范围内，并且单次处理间隔内线性调频数目大于2。f_sweep决定了距离分辨率，f_sweep在几百MHz间变化，在不久的将来其变化范围可达1GHz以上，在未来可能是4GHz甚至5GHz。

另一种波形称为线性调频序列（CS），它由几个非常短的LFMCW线性调频连续波组成，每个线性调频持续时间为T_Chirp，采用块长度T_CPI发射（图3）。由于单个线性调频非常短，所以差频f_B主要受信号传播时间影响，并且多普勒频移f_D可以忽略不计。

图3：线性调频序列

在经过用瞬时载波频率初始下变频和对每个线性调频实施傅立叶变换后，信号处理便开始了。由于高载波频率和高线性调频速率，差频主要由距离决定。计算目标距离R时，假定径向速度v_r=0m/s。在单个线性调频期间不测量径向速度，而是在持续时间为T_CPI的连续线性调频块上测量。沿时间轴执行第二次傅立叶变换，得到多普勒频移f_D。在获得多普勒频移之后，便可校正目标距离。

虽然单个T_Chirp通常在10μs到100μs范围内，但是信号L_N的数量应当高到使得整个相干处理间隔T_CPI=L_NT_Chirp再次在几十毫秒的范围内，以实现期望的径向速度分辨率。

信号带宽大，与之相比，接收机带宽非常小。由于事实上仅测量雷达设计的最大差频，这是可以实现的。为了给出两个示例，表1显示了当目标径向速度为50m/s、距离在40米范围内时，采用两种汽车雷达波形的差频。这些计算依据LFMCW方程，并且显示LFMCW的差频在几百kHz范围内，但CS雷达（几MHz）的差频显然高得多。这导致接收机带宽更大，并且与使用LFMCW时所用的技术相比可能需要不同的干扰抑制技术。

与LFMCW相比，CS的优点是无模糊和提高了更新速率，因为单个相干处理间隔(T_CPI)足以测量和分辨观察范围内的所有目标。在LFMCW中，至少需要3种不同的线性调频信号。另一方面，在CS波形中，由于多次FFT和接收机带宽要根据预期的差频而缩放，处理复杂度增加，这就是需要干扰抑制和干扰缓解技术的原因。

图4描述了当存在干扰信号（红色线性调频）时的下变频和傅里叶变换过程。干扰线性调频与物体的雷达回波一起下变频。绿色表示某个范围的恒定差频，它会在无干扰环境中测量单个目标时产生。随着干扰信号的引入，产生与时间相关的差频（红色曲线），伴随着期望的回波信号。因此，在傅里叶域中，频谱不仅显示单个差频，而且显示若干频率。在最优解中，回波信号（绿色条）的信噪比最大。当存在干扰信号时，本底噪声上升，并且信噪比随接收机带宽f_LP的增大而减小，如图4所示。除了检测概率降低外，回波信号的较低信噪比也会导致距离和多普勒频移测量的精度降低。

图4：干扰信号影响

接收机本底噪声和物体对应的信噪比取决于硬件、软件和物体的雷达截面积。对于工作在77GHz的汽车雷达，典型的本底噪声电平约为-90dBm。一种趋势是将线性调频序列波形与诸如频移键控等其它方法组合，以便减少计算量。然而，截至今天，对于汽车雷达探头，还没有标准给出规范性的干扰和干扰抑制的通用定义。

干扰抑制测试和测量

为了验证抗干扰方法的性能和测试雷达探头的干扰鲁棒性，需要在能够生成任意射频信号的实验室中搭建测量环境。例如，这些信号甚至可以包括发射机位置、天线移动和天线方向图。

图5显示来自罗德与施瓦茨公司的脉冲序列发生器软件生成的典型雷达干扰信号，诸如线性调频连续波（LFMCW）、频移键控（FSK）和线性调频序列（CS）。应当提及的是，该软件不限于生成这些信号或序列，它还可以为实验室建立复杂的射频环境^[3]。

图5：典型连续波雷达信号

虽然这些信号可以在基带产生，但将这些信号上变频到E波段是个挑战。由于大多数汽车雷达只使用调频信号，一种方法是使用先进的矢量信号发生器结合倍频器。这样配置的优点是测试装置不太复杂并且可以较容易实现大信号带宽，因为倍频器也能缩放信号带宽^[5]。在基带中设计波形时，可以轻松考虑缩放因子。

图6为汽车雷达探头的典型测试装置，使用矢量信号发生器(如R＆S SMW200A)结合倍频器(如R＆S SMZ90)。用脉冲序列发生器软件产生任意射频环境，其中信号通过本地网络或通过U盘传输到矢量信号发生器。将R＆S SMW200A生成的12.6GHz到13.5GHz射频信号乘以6。E波段喇叭天线可以连接到倍频器的输出端，然后经空中朝被测设备（DUT）发射E波段信号。

图6：用于汽车雷达探头的干扰测试装置

在该装置中，矢量信号发生器使用的带宽也放大了6倍。为了生成具有5GHz信号带宽的雷达线性调频脉冲，需要833.3MHz的基带带宽（833.3MHz×6=5GHz）。在图6所示的装置中，使用2GHz基带带宽，可以实现高达12GHz（2GHzx6=12GHz）的射频信号带宽。

干扰信号的频谱如图7所示。可以观察信号的频谱以及上行线性调频和下行线性调频组成的LFMCW信号波形。所有线性调频信号的参数都使用信号分析仪直接分析，例如使用配备R＆S FSW-K60瞬态分析软件的R＆S FSW85。线性调频信号长度为1ms，信号频率的线性度在几kHz范围内，这与汽车雷达信号相当。

图7：用R&S SMW200A结合R&S SMZ90倍频器生成的雷达干扰信号

研究人员已经研究在汽车雷达中使用如OFDM这样的信号^[4]，以及设计干扰抑制算法^[6]。然而，在对价格敏感的探头中实时处理这些超宽带OFDM信号可能很复杂。这使得在不久的将来应用OFDM信号前景不明。这也是为什么从毫米波范围开始验证干扰抑制算法、波形和整个处理链是如此重要的原因之一。

不仅是性价比，实时处理宽频带OFDM信号的挑战性，在毫米波中生成幅度调制干扰信号也需要更复杂的装置。图8描述了一种方法，双射频通道矢量信号发生器分别生成中频(IF)信号和本振(LO)信号。将本振信号频率扩大6倍，并将中频信号搬移到76GHz至81GHz。具有内部宽带基带源的矢量信号发生器，可在E波段中生成任意调制、带宽高达2GHz的射频信号。使用已校准的内部宽带基带硬件的矢量信号发生器（如R＆S SMW200A）与使用多台仪器的其它解决方案相比具有很大优势，因为它不需要校准，也不需要补偿I/Q调制器的频率响应。

图8：使用混频器的汽车雷达探头干扰测试装置

测量结果

为了验证有附加雷达信号时产生的影响，使用最先进的77GHz雷达探头。这种探头的优点是，在距离域中，中频和FFT原始数据的可用性，从而可以立即验证干扰信号对FFT频谱的影响。如所解释的，应该看到基底噪声的增加，这取决于有多少干扰信号功率被下变频并落入接收机带宽中。在这些测量中，探头被配置为发射具有200MHz信号带宽的LFMCW信号，如图9所示，其中瞬态分析选件显示了持续时间、信号带宽、发射的线性调频的线性度（频率偏移在时域的变化）和射频频谱中的杂散干扰。

图9：用R&S FSW-K60瞬态分析选件分析雷达探头

脉冲序列发生器软件用于模拟波形，以及借助额外的干扰波形测试雷达。采用实时频谱仪的全息频谱模式便可以检验这两个信号。图10给出两个射频信号，即由雷达探头发射的线性调频和由矢量信号发生器生成的干扰信号。当雷达探头发射上行线性调频和下行线性调频，接着是未调制的连续波信号时，干扰信号仅发射上行线性调频和下行线性调频信号。干扰线性调频信号的功率电平比发射的雷达信号小约5dB，如全息频谱中所示。

图10：实时频谱中的结果：有用信号（左侧的单个线性调频）和连续的线性调频干扰

图11给出了频谱测量样本，其中将有和没有干扰信号情况下该范围上的幅度电平绘出。当测量进入无干扰的自由空间时，这个雷达探头测量到功率电平在-115dBm上下的频谱，和在相邻范围内的一些雷达回波信号。

当存在干扰信号时，取决于干扰信号自身情况，本底噪声增加到约-102dBm和-90dBm。应当提及的是，该雷达探头没有采用任何干扰消除。此外，正如我们在上述测量中看到的，本底噪声的增加明显地取决于干扰信号电平和干扰波形本身。已经证明，10dB到25dB的信噪比降低，可能在跟踪期间非常容易地丢失目标，或者具有低雷达截面积（RCS）的目标，例如行人，不能被检测到。

图11：被测雷达探头测得的功率谱

总结

汽车雷达支持追求额外的驾驶舒适性、安全性甚至自动驾驶的趋势。在街道上穿梭的汽车雷达探头数量正在迅速增加，并将在未来几年进一步增长。因此，在24GHz、77GHz和79GHz频带中分配的频谱要由不同类型的探头和信号共享。作为保证安全性的关键元件，雷达探头需要克服相互干扰，提供信号分集和干扰抑制技术，以便测量、检测、分辨和分类雷达回波信号，即使在高密度占用的频谱中。例如，现在有针对导航雷达的关于干扰测试和抑制的规范和标准，但对于汽车雷达还没有要求。

为了满足这些需求，本文介绍了最先进的下一代汽车雷达的理论背景和干扰对其造成的影响。对于验证任意射频环境中的干扰抑制技术，提出了测试和测量的可能性。使用最先进的商用77GHz雷达探头验证了干扰的影响。这些测试装置应该可以帮助研究人员和开发人员，按照技术规范，即使在恶劣的射频环境下也能确保雷达的功能。

参考文献

1. MOSARIM Project, “D2.2 – Generation of an Interference Susceptibility Model for the Different Radar Principles,” 28.02.2011, www.transport-research.info/project/more-safety-all-radar-interference-mitigation, July 8, 2016.
2. European Standard EN 301 091, “Electromagnetic Compatibility and Radio Spectrum Matters” (ERM); “Road Transport and Traffic Telematics” (RTTT); “Technical Characteristics and Test Methods for Radar Equipment Operating in the 76 GHz to 77 GHz Band,” www.etsi.org, July 8, 2016.
3. European Standard EN 302 264, “Electromagnetic Compatibility and Radio Spectrum Matters” (ERM); “Short Range Devices;” “Road Transport and Traffic Telematics” (RTTT); “Short Range Radar Equipment Operating in the 77 GHz to 81 GHz Band;” “Part 2: Harmonized EN Covering the Essential Requirements of Article 3.2 of the R&TTE Directive,” retrieved from www.etsi.org, July 8, 2016.
4. International Standard IEC 62388:2013, “Maritime Navigation and Radiocommunication Equipment and Systems – Shipborne Radar – Performance Requirements, Methods of Testing and Required Test Results,” Ed. 2.0, 2013-06-26.
5. Rohde & Schwarz, “1MA267: Automotive Radar Sensors – RF Signal Analysis and Inference Tests,” Application Note, www.rohde-schwarz.com/appnote/1ma267, July 8, 2016.
6. Rohde & Schwarz, “Pulse Sequencer Software,” www.rohde-schwarz.com/us/software/smw200a/.
7. M. Braun, “OFDM Radar Algorithms in Mobile Communication Networks,” Dissertation, Institut für Nachrichtentechnik, Karlsruher Instituts für Technologie, Karlsruhe,” 2014.
8. MOSARIM Project Final Report, 2012-12-21, http://cordis.europa.eu/docs/projects/cnect/1/248231/080/deliverables/001-D611finalreportfinal.pdf, July 8, 2016.